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【导读】本文将从节制道理出发，体系论述该架构于晋升体系能效与动态相应方面的显著上风，并深切阐发其于差别事情模式下存于的瞬态相应制约因素。末了，联合现实运用区域，提供一系列行之有用的机能优化计谋，助力电源设计实现更不变、更迅捷的负载相应。

本文将从节制道理出发，体系论述该架构于晋升体系能效与动态相应方面的显著上风，并深切阐发其于差别事情模式下存于的瞬态相应制约因素。末了，联合现实运用区域，提供一系列行之有用的机能优化计谋，助力电源设计实现更不变、更迅捷的负载相应。

H桥降压-升压集成电路(IC)凡是用在纵然体系电池电压降至较低程度时仍需要恒定电压或者电流源的运用中。当需要单级转换器且输出电压可高在或者低在输入电压时，凡是会利用此类IC。此外，此类IC可用作LED运用的电流源，从而将典型的先升压后降压的设计简化为单级设计。因为耦合电感的成本问题，与其他降压-升压拓扑（如单端低级电感转换器(SEPIC)）比拟，此类 IC可能更受青睐。

顾名思义，H桥降压-升压架构是将降压电路及升压电路组合成单个转换器的复合布局。此中需要用到四个开关，这些开关经由过程检测输出与输入之间的比率来确定事情模式，从而调治输出。

图1. 典型的H桥降压-升压配置。

H桥降压-升压转换器经由过程于多种模式中切换来事情。当输入电压远高在输出电压时，电路将经由过程切换开关1及开关2以纯降压模式运行（见图1）。当输入电压远低在输出电压时，电路将经由过程切换开关3及开关4以纯升压模式运行（见图1）。当输入电压靠近输出电压时，电路将以降压-升压模式运行。于这类模式下，有几种要领可以节制四个开关以实现适量的调治。

事情模式

为了确定事情模式，电路必需检测输出与输入的比率。然后将该比率与内部设定值举行比力，以确定事情模式。凡是，这些值会设置必然的滞后量，以确保于输入电压上升及降落时，差别事情模式之间可以或许光滑过渡。

当降压模式的内部比力器因输出电压显著低在输入电压而触发时，电路将作为纯降压转换器运行。要于降压区域事情，开关3必需始终闭合，开关4必需始终断开。随后，开关1及开关2可像于平凡强迫脉宽调制(FPWM)降压转换器中那样切换LX1（见图2）。

图2. 18 V至12 V降压事情模式。

当升压模式的内部比力器因输出电压显著高在输入电压而触发时，电路将作为纯升压转换器运行。要于升压区域事情，开关1必需始终闭合，开关2必需始终断开。随后，开关3及开关4可像于平凡强迫脉宽调制(FPWM)升压转换器中那样切换LX2（见图3）。

图3. 6 V至12 V升压事情模式。

当输出电压靠近输入电压（略高或者略低）时，电路将于降压-升压区域事情。

降压-升压瓜代节制

经由过程降压-升压瓜代节制，电路将经由过程于降压侧及升压侧之间瓜代切换来调治输出。详细而言，电路初始时将运行降压开关，而占空比由赔偿电压设定。降压开关会于一个完备的开关周期内事情，以后电路切换至升压侧。一旦降压侧完成一个完备周期，升压侧将最先切换，其占空比一样由赔偿电压节制。这类事情方式答应H桥的双侧按照需要调解每一个降压及升压脉冲，到达调治输出的目的。此外，因为H桥的每一一半仅于另外一侧完成切换后才会动作，是以事情频率现实上会减半（见图4）。

图4. 降压-升压区域。

这类节制要领具备诸多上风。起首是效率方面，因为于降压-升压区域开关频率减半，开关损耗随之削减。于电磁滋扰(EMI)方面也有近似的改善效果。只管开关频率减半，但它始终连结一致，从而简化了EMI问题。别的，这类要领还有能改善瞬态相应。这是由于当输出略高在输入时，有用升压占空比会更低。是以，于这类节制方案中，降压-升压区域的右半平面零点(RHPZ)可连结于更高频率。

要相识电路于降压-升压区域中的调治方式，没关系思量输入略高在输出的环境。于降压-升压周期的一最先，经由过程闭合开关1及3来节制降压侧，这会使患上电感电流以(VIN - VOUT )/L1的斜率上升至峰值。一旦降压导通时间竣事，节制环路将断开开关1并闭合开关2。于降压周期的关断时间内，电感电流将以VOUT /L1的斜率降落至谷值，从而确定电感的峰峰值纹波。当降压侧完成一个完备的开关周期后，逻辑电路将切换至升压侧。升压侧起首会断开开关2，并连结开关1及3闭合，这一动尴尬刁难应升压的关断时 间。此时电感电流将以与降压导通时间不异的方式上升，电流斜率为(VIN - VOUT )/L1。当升压关断时间竣事后，节制环路将经由过程断开开关3并闭合开关4来设定升压导通时间，这会使患上电感电流以 VIN /L1的斜率从头上升至降压导通时间最先时的程度（见图5）。

图5. 降压-升压开关(VIN VOUT)。

接下来，思量VIN略低在VOUT的环境。于这类环境下，每一个开关周期连结稳定。两种环境的重要区分于在：当VIN VOUT时，电感电流纹波由降压关断时间设定；而当VIN VOUT时，电感电流纹波则由升压导通时间设定。于降压-升压区域中，电感电流纹波还有会翻倍，这是由于H桥的降压侧及升压侧的事情频率减半。如图6 所示，电感电流仅于一个完备的降压及升压周期完成后才会完成一个完备周期。

图6. 降压-升压开关(VOUT VIN)。

于降压-升压电路中，当电路进入降压-升压区域时，总体功率级效率会降落。而采用瓜代节制时，降压-升压区域的效率可获得晋升，这患上益在降压-升压区域内有用频率的降低。例如，于降压事情模式下，若事情频率为2.1 MHz，则开关1及开关2每一476 ns 完成一次开关动作。当电路于升压区域事情时，开关3及开关4的事情逻辑同理。而于降压-升压区域事情时，这一机制仍旧建立，只是此时开关会于双侧之间瓜代切换。这象征着，纵然于降压-升压区域，开关动作的次数仍旧连结稳定，从而使这类控 制要领的效率更优。

来看一下输出略高在输入的环境。此时电路处在降压-升压区域。因为电路的升压作用强在降压作用，升压模式的RHPZ对于电路的影响将更为显著。而采用降压-升压瓜代节制时，这类影响会削弱，由于于升压区域，电感电流可以或许以更长的时间斜坡上升。这也象征着，输入电压的变化对于输出的影响更小，缘故原由于在电感电流可经由过程更长的斜坡上升时间，更快地赔偿输入电压的颠簸。

降压-升压电路的瞬态优化

于对于降压-升压集成电路举行赔偿时，交越频率的选择必需思量最坏环境下的负载、输入电压、输出电容值及电感值。因为降压-升压集成电路可于升压区域事情，最坏环境下的VIN可能会使电路进入纯升压模式。当电路事情于纯升压模式时，会遭到 RHPZ的分外限定。因为RHPZ与电感充电及向输出端传输能量之间的时间延迟相干，是以必需对于环路举行赔偿，使其频率为该零点频率的1/3至1/5。正因云云，即便于无RHPZ的降压区域有更年夜带宽可用，降压-升压电路的瞬态相应仍会遭到限定。凡是，为了赔偿节制环路，会利用由赔偿电阻Rcomp1及赔偿电容Ccomp构成的阻容(RC)赔偿收集，以提供适合的相位及增益。为了优化升压及降压区域的瞬态相应，可于RC赔偿收集中分外增添一个电阻(Rcomp2)，并于Rcomp2两头并联一个开关，使其按照电路事情区域来接入或者断开赔偿收集。当电路事情于升压模式时，开关将Rcomp2短路，从而降低交越频率；当电路进入降压-升压或者降压区域时，开关断开，Rcomp2有助在进一步晋升增益及相位。这将孕育发生提高交越频率的效果。这类事情方式可以使电路于升压区域具备充足低的交越频率，同时于降压区域具备充足高的交越频率（见图7）。

图7. 瞬态改善电路。

节制环路（平均电流模式节制）

降压-升压电路的节制环路实现方式有多种，此中最受存眷的是平均电流模式节制，它具有其他节制方式所不具有的诸多上风。

于平均电流模式节制中，电感电流会被感测并与赔偿电平举行比力，随后输入至包罗RC赔偿收集的内环偏差放年夜器。该积分器为内环提供高增益，经赔偿的内环旌旗灯号再与锯齿波比力以天生占空比。这类设计具有更强的抗噪能力，由于环路调治的是平均电流，电感波形中的任何电流尖峰城市被滤除了。以峰值或者谷值电流模式节制为例，当感测到的电感电流相对于在峰值或者谷值较小时，若感测电流上的任何尖峰未颠末前沿消隐或者滤波处置惩罚，可能会致使采样过错，进而减弱抗噪声能力。即便采用滤波办法，于低负载电流下，斜率赔偿量相对于在感测旌旗灯号可能过年夜，也会造成调治误差增年夜。

因为平均电流模式节制于内环电流环路中采用积分器，并将锯齿波输入至比力器以天生占空比，其最小导通时间及最小关断时间显著小在峰值电流模式或者谷值电流模式。后两种模式因需配置前沿消隐等电路，会致使最小导通/关断时间更长。

平均电流模式节制无需斜率赔偿，由此简化了最年夜电流限定的设计，由于它再也不受附加斜率的影响。因为无需斜率赔偿，与峰值电流模式比拟，平均电流模式于不持续导通模式(DCM)下也具备更优的机能，而峰值电流模式中斜率赔偿量可能于感测旌旗灯号中占比力年夜。

多转换器并联运行时，平均电流模式节制可实现最好均流效果。这是由于外环会设定各转换器的平均电流，而峰值或者谷值电流模式因为各转换器电感存于细微差异，会致使电流呈现误差。

设计示例

方针是设计一个电路，其VIN规模为6 V至18 V，VOUT为13 V，负载为 2.5 A，需只管即便削减输出电容，并且要使VOUT pp于±5%之内。若要将输出电容最小化，可先选择2.1 MHz的开关频率。于2.1 MHz频率下，电感值凡是选用1 µH。VOUT限值答应650 mV的瞬态颠簸。为估 算所需的输出电容，起首需思量最坏环境的VIN，这类环境会使电路处在升压区域。于升压区域中，RHPZ可经由过程公式1计较。

经由过程求解RHPZ并将其除了以5，可将升压区域的交越频率设定为 35 kHz。输出电容可经由过程公式2举行估算。

经由过程求解该公式，估算出输出电容为17.5 µF。将该值向上取整为 22 µF。于选定元件后，可从升压区域最先设计赔偿收集，以实 现35 kHz的交越频率。选定Rcomp及Ccomp后，就必需针对于18 VIN的降压区域对于电路举行赔偿。因为该区域不存于RHPZ，是以将交越频率选为100 kHz，随后可调治Rcomp2来实现这一交越频率。一切就绪后，需查抄每一种环境下的瞬态相应。因为添加了Rcomp2，降压区域及降压-升压区域中的瞬态相应患上以改善。拜见图八、图9及图10。

图8. 6 VIN时的升压瞬态(426 mV)。

图9. 18 VIN时的降压瞬态(167 mV)。

图10. 13 VIN时的降压-升压瞬态(201 mV)。

结语

为优化降压-升压电路，可采用降压-升压瓜代节制。相较在传统节制要领，瓜代节制具备诸多上风，包括改善瞬态相应、晋升效率、简化设计和降低电磁滋扰(EMI)。此外，经由过程增加添偿电阻Rcomp2来拓展节制环路带宽，可进一步优化降压-升压电路的瞬态相应机能。

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